ในด้านอิเล็กทรอนิกส์แอมพลิฟายเออร์ทรานส์อิมพีแดนซ์ ( TIA ) คือ ตัวแปลง กระแสเป็นแรงดัน ซึ่งส่วนใหญ่สร้างขึ้นโดยใช้ แอมพลิฟายเออร์ปฏิบัติการ (opamp) อย่างน้อยหนึ่งตัวTIA สามารถใช้ในการขยาย^{[ 1 ]}กระแสเอาต์พุตของหลอดไกเกอร์-มุลเลอร์หลอดโฟโตมัลติพลายเออร์ มาตรวัดความเร่ง โฟโตดีเทคเตอร์และเซ็นเซอร์ อื่นๆ (ที่จำลองได้ดีในฐานะแหล่งกำเนิดกระแส ) ให้เป็นแรงดันที่ใช้งานได้

ตัวแปลงกระแสเป็นแรงดันใช้กับเซ็นเซอร์ที่มีการตอบสนองของกระแสต่อปริมาณทางกายภาพ ที่วัดได้ ซึ่งมีความเป็นเชิงเส้นมากกว่าการตอบสนองของแรงดัน ตัวอย่างเช่นโฟโตไดโอดมักพบว่าการตอบสนองของกระแสมีค่าความไม่เป็นเชิงเส้นน้อยกว่า 1% ในช่วงความเข้มแสง ที่กว้าง

วงจรขยายสัญญาณทรานส์อิมพีแดนซ์มีอิม พีแดนซ์ต่ำต่อเซ็นเซอร์และแยกเซ็นเซอร์ออกจากแรงดันเอาต์พุตของตัวขยายสัญญาณปฏิบัติการ ในรูปแบบที่ง่ายที่สุด (รูปที่ 1) วงจรขยายสัญญาณทรานส์อิมพีแดนซ์ก็คือตัวขยาย สัญญาณ  ปฏิบัติการ ที่มีตัวต้านทานป้อนกลับค่ามากR<sub> ค่าทรานส์ อิมพีแดนซ์ ของวงจรขยายสัญญาณ(กล่าวคือ การเปลี่ยนแปลงของแรงดันเอาต์พุตหารด้วยการเปลี่ยนแปลงของกระแสอินพุต ซึ่งบางครั้งเรียกว่า " อัตราขยาย ") ให้เป็น -R ค่านี้เป็นลบเนื่องจากวงจรขยายสัญญาณอยู่ในรูปแบบกลับเฟส

มีการกำหนดค่าที่แตกต่างกันหลายแบบของแอมพลิฟายเออร์ทรานส์อิมพีแดนซ์ ซึ่งแต่ละแบบเหมาะสำหรับการใช้งานเฉพาะอย่าง ปัจจัยหนึ่งที่พวกมันมีเหมือนกันคือความต้องการที่จะแปลงกระแสระดับต่ำของเซ็นเซอร์ให้เป็นแรงดันไฟฟ้า อัตราขยาย แบนด์วิดท์ รวมถึงค่าชดเชยกระแสและแรงดันไฟฟ้าจะเปลี่ยนแปลงไปตามประเภทของเซ็นเซอร์ที่แตกต่างกัน ซึ่งต้องใช้การกำหนดค่าที่แตกต่างกันของแอมพลิฟายเออร์ทรานส์อิมพีแดนซ์^{[ 2 ]}

ในวงจรที่แสดงในรูปที่ 1 เซ็นเซอร์ (แทนด้วยแหล่งจ่ายกระแส) เช่น โฟโตไดโอด จะเชื่อมต่อระหว่างกราวด์และอินพุตแบบกลับเฟสของออปแอมป์ อินพุตอีกด้านของออปแอมป์ก็เชื่อมต่อกับกราวด์เช่นกัน ดังนั้นอินพุตแบบไม่กลับเฟสจึงกลายเป็นกราวด์เสมือนซึ่งทำให้เกิดโหลดที่มีอิมพีแดนซ์ต่ำสำหรับโฟโตไดโอด ทำให้แรงดันของโฟโตไดโอดต่ำ โฟโตไดโอดทำงานใน โหมด โฟโตโวลต์โดยไม่มีไบแอส ภายนอก อัตราขยายสูงของออปแอมป์ทำให้กระแสของโฟโตไดโอดเท่ากับกระแสป้อนกลับผ่านแรงดันออฟเซ็ตอินพุตเนื่องจากโฟโตไดโอดต่ำมากในโหมดโฟโตโวลต์แบบไบแอสตัวเองนี้ ทำให้ได้อัตราขยายสูงโดยไม่มีแรงดันออฟเซ็ตเอาต์พุตสูง การกำหนดค่านี้ใช้กับโฟโตไดโอดที่ได้รับแสงในระดับต่ำและต้องการอัตราขยายสูง

อัตราขยายกระแสตรงและอัตราขยายความถี่ต่ำของวงจรขยายแบบทรานส์อิมพีแดนซ์ถูกกำหนดโดยสมการ

${\displaystyle -I_{\text{in}}={\frac {V_{\text{out}}}{R_{\text{f}}}},}$

ดังนั้น

${\displaystyle {\frac {V_{\text{out}}}{I_{\text{in}}}}=-R_{\text{f}}.}$

อัตราส่วนนี้อยู่ในหน่วยความต้านทานซึ่งในหน่วย SIคือโอห์ม (Ω) และในทางเทคนิคเรียกว่าทรานส์อิม พีแดนซ์ แทนที่จะเรียกว่าอัตราขยาย (ซึ่งเป็นปริมาณที่ไม่มีมิติ ) หากอัตราขยายมีขนาดใหญ่แรงดันออฟเซ็ตอินพุต ใดๆ ที่อินพุตที่ไม่กลับเฟสของออปแอมป์จะส่งผลให้เกิดออฟเซ็ต DC เอาต์พุต กระแสไบแอสอินพุตที่ขั้วกลับเฟสของออปแอมป์ก็จะส่งผลให้เกิดออฟเซ็ตเอาต์พุตเช่นกัน เพื่อลดผลกระทบเหล่านี้ แอมพลิฟายเออร์ทรานส์อิมพีแดนซ์มักได้รับการออกแบบโดยใช้ออปแอมป์อินพุตทรานซิสเตอร์แบบสนามแม่เหล็ก (FET) ซึ่งมีแรงดันออฟเซ็ตอินพุตต่ำมาก^{[ 3 ]}

วงจรขยายสัญญาณแบบทรานส์อิมพีแดน ซ์โฟโตไดโอด (TIA) แบบกลับเฟสยังสามารถใช้กับโฟโตไดโอดที่ทำงานใน โหมด โฟโตคอนดัก ทีฟได้ ดังแสดงในรูปที่ 2 แรงดันบวกที่แคโทดของโฟโตไดโอดจะทำให้เกิดไบแอสย้อนกลับ ไบแอสย้อนกลับนี้จะเพิ่มความกว้างของ บริเวณการพร่องและลดความจุของ รอยต่อ ทำให้ประสิทธิภาพที่ความถี่สูงดีขึ้น การกำหนดค่าโฟโตคอนดักทีฟของวงจรขยายสัญญาณแบบทรานส์อิมพีแดนซ์โฟโต โอดจะใช้ในกรณีที่ต้องการแบนด์วิดท์ที่สูงขึ้น โดยปกติแล้ว ตัวเก็บประจุ ป้อนกลับ Cfจะจำเป็นเพื่อเพิ่มเสถียรภาพ

การตอบสนองความถี่ของวงจรขยายแบบทรานส์อิมพีแดนซ์แปรผกผันกับอัตราขยายที่กำหนดโดยตัวต้านทานป้อนกลับ เซ็นเซอร์ที่ใช้กับวงจรขยายแบบทรานส์อิมพีแดนซ์มักมีค่าความจุมากกว่าที่โอปแอมป์จะรับมือได้ เซ็นเซอร์สามารถจำลองได้เป็นแหล่งกำเนิดกระแสขนานกับตัวเก็บประจุ${\displaystyle C_{\text{i}}}$ดังแสดงในรูปที่ 3 ^{[ 4 ]}ความจุนี้ที่ขั้วอินพุตของออปแอมป์ ซึ่งรวมถึงความจุภายในของออปแอมป์ ทำให้เกิดตัวกรองความถี่ต่ำในเส้นทางป้อนกลับการตอบสนองความถี่ ต่ำ ของตัวกรองนี้สามารถอธิบายได้ว่าเป็นปัจจัยป้อนกลับ:

${\displaystyle \beta ={\frac {1}{1+R_{\text{f}}C_{\text{i}}s}},}$

เมื่อพิจารณาผลของการตอบสนองของตัวกรองความถี่ต่ำนี้ สมการการตอบสนองของวงจรจะกลายเป็น:

${\displaystyle V_{\text{out}}=I_{\text{p}}{\frac {-R_{\text{f}}}{1+{\frac {1}{A_{\text{OL}}\beta }}}},}$

ที่ไหน${\displaystyle A_{\text{OL}}}$คืออัตราขยายแบบวงจรเปิดของออปแอมป์

ที่ความถี่ต่ำ ค่าตัวประกอบป้อนกลับ β มีผลเพียงเล็กน้อยต่อการตอบสนองของแอมพลิฟายเออร์ การตอบสนองของแอมพลิฟายเออร์จะใกล้เคียงกับค่าในอุดมคติ:

${\displaystyle V_{\text{out}}=-I_{\text{p}}R_{\text{f}}}$

ตราบใดที่อัตราขยายของลูปยังคงอยู่${\displaystyle (A_{\text{OL}}\beta )}$ยิ่งใหญ่กว่าความสามัคคีมากนัก

โดยไม่มีการชดเชย

ในกราฟ Bode (รูปที่ 4) ของวงจรขยายสัญญาณทรานส์อิมพีแดนซ์ที่ไม่มีการชดเชย เส้นโค้งราบที่มีจุดสูงสุด ซึ่งระบุว่า อัตราขยาย I-to-V คือการตอบสนองความถี่ของวงจรขยายสัญญาณทรานส์อิมพีแดนซ์ จุดสูงสุดของเส้นโค้งอัตราขยายเป็นลักษณะทั่วไปของวงจรขยายสัญญาณทรานส์อิมพีแดนซ์ที่ไม่มีการชดเชยหรือมีการชดเชยไม่ดี เส้นโค้งที่ระบุว่าA คือการตอบสนองแบบวงเปิดของวงจรขยายสัญญาณ ปัจจัยป้อนกลับ ซึ่งแสดงในรูปของส่วนกลับ จะระบุว่า 1/β

เส้นโค้ง 1/β และA ตัดกันเพื่อสร้างรูปสามเหลี่ยมหน้าจั่วกับแกนความถี่ ด้านทั้งสองมีค่าเท่ากันแต่มีความชันตรงข้ามกัน เนื่องจากด้านหนึ่งเป็นผลมาจากขั้ว อันดับแรก และอีกด้านหนึ่งเป็นผลมาจาก ศูนย์อันดับแรกความชันแต่ละด้านมีขนาด 20  dB/decade ซึ่งสอดคล้องกับการเลื่อนเฟส 90° เมื่อเพิ่มการกลับเฟส 180° ของแอมพลิฟายเออร์เข้าไป ผลลัพธ์ที่ได้คือ 360° เต็ม ณ จุด ตัด f ซึ่งแสดงด้วยเส้นประแนวตั้ง ณ จุดตัดนั้น 1/β = A สำหรับอัตราขยายลูปA β = 1 การสั่นจะเกิดขึ้นที่ความถี่f เนื่องจากการเลื่อนเฟส 360° หรือการป้อนกลับเชิงบวก และอัตราขยายหนึ่งหน่วย^{[ 6 ]}

พร้อมค่าตอบแทน

เพื่อลดผลกระทบเหล่านี้ นักออกแบบวงจรขยายสัญญาณแบบทรานส์อิมพีแดนซ์จึงเพิ่มตัวเก็บประจุชดเชยค่าเล็กๆ เข้าไป (${\displaystyle C_{\text{f}}}$ในรูป ที่ 3) ต่อขนานกับตัวต้านทานป้อนกลับ เมื่อพิจารณาตัวเก็บประจุป้อนกลับนี้ ค่าตัวประกอบป้อนกลับที่ได้รับการชดเชยจะกลายเป็น

${\displaystyle \beta ={\frac {1+R_{\text{f}}C_{\text{f}}s}{1+R_{\text{f}}(C_{\text{i}}+C_{\text{f}})s}}.}$

ตัวเก็บประจุป้อนกลับจะสร้างค่าศูนย์ หรือการเบี่ยงเบนในเส้นโค้งการตอบสนอง ที่ความถี่นั้น

${\displaystyle f_{C_{\text{f}}}={\frac {1}{2\pi R_{\text{f}}C_{\text{f}}}}.}$

สิ่งนี้จะหักล้างขั้วที่เกิดจากC ที่ความถี่

${\displaystyle f_{\text{zf}}={\frac {1}{2\pi R_{\text{f}}(C_{\text{i}}+C_{\text{f}})}}.}$

รูปที่ 5 แสดงกราฟ Bode ของวงจรขยายสัญญาณทรานส์อิมพีแดนซ์ที่มีตัวเก็บประจุชดเชยในเส้นทางป้อนกลับ ค่าตัวประกอบป้อนกลับที่ได้รับการชดเชยจะถูกพล็อตเป็นค่าผกผัน 1/β และเริ่มลดลงก่อนf ทำให้ความชันลดลงที่จุดตัด อัตราขยายของวงจรยังคงเป็นหนึ่ง แต่การเปลี่ยนแปลงเฟสทั้งหมดไม่ครบ 360° หนึ่งในข้อกำหนดสำหรับการเกิดการสั่นถูกกำจัดไปพร้อมกับการเพิ่มตัวเก็บประจุชดเชย ดังนั้นวงจรจึงมีความเสถียร นอกจากนี้ยังช่วยลดการเกิดจุดสูงสุดของอัตราขยาย ทำให้ได้การตอบสนองโดยรวมที่ราบเรียบยิ่งขึ้น

มีหลายวิธีที่ใช้ในการคำนวณค่าตัวเก็บประจุชดเชย ความจุที่มากเกินไปจะลดแบนด์วิดท์ของแอมพลิฟายเออร์ ในขณะที่ความจุที่น้อยเกินไปอาจทำให้เกิดการสั่น^{[ 8 ]}ความยากลำบากอย่างหนึ่งของวิธีการชดเชยเฟสนี้คือค่าตัวเก็บประจุที่ได้มีขนาดเล็ก และมักต้องใช้วิธีการวนซ้ำเพื่อปรับค่าให้เหมาะสม ไม่มีสูตรที่ชัดเจนสำหรับการคำนวณค่าตัวเก็บประจุที่ใช้ได้กับทุกกรณี นอกจากนี้ยังสามารถใช้วิธีการชดเชยที่ใช้ตัวเก็บประจุที่มีค่ามากกว่าซึ่งไม่ไวต่อผลกระทบของความจุปรสิตได้^{[ 9 ]}

สัญญาณรบกวนแรงดัน อ้างอิงอินพุตของ TIA ประกอบด้วยสัญญาณรบกวนแบบฟลิกเกอร์ ( หรือที่เรียกว่าสัญญาณรบกวน 1/f) ซึ่งเด่นชัดที่ความถี่ต่ำ และสัญญาณ รบกวนจอ ห์นสัน-ไนควิสต์ ( หรือที่ เรียกว่า สัญญาณรบกวนความร้อน) ซึ่งเด่นชัดที่ความถี่สูง นอกจากนี้ อินพุตและเส้นทางป้อนกลับของออปแอมป์ยังมีค่าความจุปรสิตที่ปรับเปลี่ยนและกำหนดรูปร่างของสัญญาณรบกวน^{[ 10 ]}

สัญญาณรบกวนความร้อน

เนื่องจากอินพุตแบบกลับเฟสของออปแอมป์เป็นกราวด์เสมือน ดังนั้นสัญญาณรบกวนแรงดันความร้อนที่อ้างอิงถึงเอาต์พุตจึงเป็นเพียงสัญญาณรบกวนแรงดันความร้อนของตัวต้านทานป้อนกลับเท่านั้น ในช่วงแบนด์วิดท์ที่ กำหนด${\displaystyle \Delta f}$โดยค่าแอมพลิ จูดรากกำลังสองเฉลี่ย (RMS) นี้จะเพิ่มขึ้นตามรากที่สอง ของ อุณหภูมิของตัวต้านทาน${\displaystyle T}$และการต่อต้าน${\displaystyle R_{\text{f}}}$:

${\displaystyle {\sqrt {\overline {v_{\rm {n,out}}^{2}}}}={\sqrt {\overline {v_{\text{n}}^{2}}}}={\sqrt {4k_{\text{B}}TR_{\text{f}}\Delta f}},}$

ที่ไหน${\displaystyle k_{\rm {B}}}$คือค่าคงที่ของโบลต์ซมันน์

ตัวต้านทานสามารถจำลองได้ว่าเป็นความต้านทานที่ไม่มีเสียงรบกวนด้วยเช่นกัน${\displaystyle R_{\text{f}}}$ขนานกับแหล่งกำเนิดกระแสสัญญาณรบกวนความร้อน (รูปที่ 6) เนื่องจากกฎกระแสของ Kirchhoffที่อินพุตแบบกลับเฟสของออปแอมป์ กระแสสัญญาณรบกวนความร้อนนี้จึงถูกรวมเข้ากับกระแสอินพุตขณะที่ไหลเข้าสู่ตัวต้านทาน${\displaystyle R_{\text{f}}}$ดังนั้น สัญญาณรบกวนความร้อนที่อ้างอิงถึงอินพุตจึงเหมือนกับกระแสสัญญาณรบกวนความร้อน ซึ่งมีค่า RMS เท่ากับ:

${\displaystyle {\sqrt {\overline {i_{\rm {n,in}}^{2}}}}={\sqrt {\overline {i_{\rm {n}}^{2}}}}={\sqrt {\frac {4k_{\text{B}}T\Delta f}{R_{\text{f}}}}}}$.

สัญญาณรบกวนความร้อนที่อ้างอิงถึงอินพุตนี้จะลดลงตามค่าผกผันของรากที่สองของความต้านทาน แม้ว่าสัญญาณรบกวนความร้อนที่อ้างอิงถึงเอาต์พุตจะเพิ่มขึ้นตามรากที่สองของความต้านทานก็ตาม ทั้งนี้เนื่องจากค่าทรานส์อิมพีแดนซ์ของแอมพลิฟายเออร์จะเพิ่มขึ้นเป็นเส้นตรงตามความต้านทาน ผลลัพธ์นี้ชี้ให้เห็นว่าตัวต้านทานป้อนกลับขนาดใหญ่เป็นที่ต้องการสำหรับประสิทธิภาพด้านสัญญาณรบกวน แต่ความต้านทานป้อนกลับที่มากขึ้นยังเพิ่มช่วงแรงดันเอาต์พุต และส่งผลให้ต้องใช้เกนที่สูงขึ้นจากแอมพลิฟายเออร์ปฏิบัติการ ซึ่งต้องการแอมพลิฟายเออร์ปฏิบัติการที่มีค่าผลคูณเกน-แบนด์วิดท์สูงความต้านทานป้อนกลับและดังนั้นความไวจึงถูกจำกัดโดยความถี่ในการทำงานที่ต้องการของแอมพลิฟายเออร์ทรานส์อิมพีแดนซ์

นอกจากนี้ยังสามารถสร้างแอมพลิฟายเออร์ทรานส์อิมพีแดนซ์ด้วยส่วนประกอบแบบแยกชิ้นโดยใช้ทรานซิสเตอร์สนามแม่เหล็กเป็นองค์ประกอบขยาย ซึ่งได้ดำเนินการในกรณีที่ต้องการค่าตัวเลขสัญญาณรบกวนต่ำมาก^{[ 11 ]}

• ตัวขยายสัญญาณทรานส์คอนดักแทนซ์เชิงปฏิบัติการ – แปลงแรงดันไฟฟ้าส่วนต่างเป็นกระแสไฟฟ้า
• การสื่อสารด้วยแสง
• ไดโอด PIN

• Graeme, JG (1996). วงจรขยายสัญญาณโฟโตไดโอด: โซลูชัน OP AMPเทคโนโลยีการขยายสัญญาณ McGraw-Hill Education ISBN 978-0-07-024247-0สืบค้นข้อมูลเมื่อวันที่ 12 พฤศจิกายน 2020